＜簡単なのにハイエンド＞

FET式差動ヘッドホン・アンプ回路設計解説（工事中）
Basic Design of Simple FET Differential Headphone Amplifier

ひょんなことから誕生した単段差動＋ダイヤモンドバッファ構成のヘッドホン・アンプですが、自作される方がとても多いので、ご自身で設計するための基本的な解説ページを作ることにしました。「この抵抗器は何故ここにはいっているわけ？」「どうしたらこのコンデンサの1000μFという数字が出てくるわけ？」みたいな疑問にできるだけ応えたいと思ってこれを書いています。

このヘッドホン・アンプはいくつかのバージョンがあって、回路定数が少しずつ異なるので、主にAC100V版を材料として回路の基本的な考え方について解説します。

Let me introduce you simple and high performance headphone amplifier, which is based on former Differential Line Pre Amplifier using FET.

■基本回路・・・初段差動回路

差動ヘッドホン・アンプの基本回路は下図のような構成からなっています。この基本回路は、２個のJFETのよる単純な差動回路と後続のダイヤモンド・バッファと呼ばれる回路の２つ部分に分けて考えることができます。ヘッドホン・アンプというと、OPアンプ１個で済ませてしまう方法と、OPアンプの後ろにダイヤモンド・バッファを追加した回路が広く知られています。下図でいうと差動回路はそのままOPアンプに置き換えることができます。逆にいうと、差動回路はきわめて原始的なOPアンプとみなすことができます。

ところで、時々「何故、差動１段なんですか、２段にしないんですか」と聞かれます。「２段にすればもっと低歪みにもできるし、設計の自由度が高くなるじゃないですか」という気持があってのことでしょう。答え方がとても難しいのですが、その答えの１つは「単段でも充分いい音が出るから」ということであり「はじめて作るにはこれくらいの部品点数の方が具合がいい」であり、また「この方が回路の位相安定度が格段に高い」からでもあります。

オーディオアンプはバッファ段を計算から除外すると２段増幅回路となる非反転増幅が基本です。この基本はオペアンプでも変わりません。さて、１段にすると反転増幅器になってしまうのですが、それをなんとか１段のままで非反転増幅回路にできないか、といろいろ考えているうちにこんな回路が頭に浮かびました。最初のうちは、こんな負帰還のかけかたでいいのだろうか、とさえ思いましたがやってみたら思いのほか好結果が得られたというわけです。すくなくとも、このような差動１段構成にNFBを組み合わせた非反転回路は見たことがありませんので、私の中ではオリジナルです。国産メーカーおよび良く知られた海外メーカーでもこの回路方式は存在しないと思います。前例がない回路ですから抵抗を感じる人も多いことと思います。

最低歪み率は0.01%程度にとどまりますが、一流の真空管アンプよりもかなり低い値であり、この値をさらに下げても音が良くなるわけでもありません。むしろ、２段構成でこの回路と同じ音を出すことはできません。２段構成の音を聞きたかったら、Version4で聞けます。単段差動は想像していた以上に高いポテンシャルがありました。

初段差動回路の２つのJFETは、ともにゲートが抵抗（上図のRINやRNF2）を介してアースにつながっており、アースと同電位（0V）が与えられています。Rg1とRg2は回路動作が不安定になって発振するのを防ぐためなので、回路の基本動作を考える時は無視します。共通ソースは定電流回路を経てマイナス電源に至ります。２つのJFETのドレイン電流を制御するしくみはありませんので、バイアス特性が揃ったペアを使う必要があります。それがこの回路の唯一最大の欠点です。

RINおよびRNF2の値は、初期の設計では4.7kΩですが、2kΩ以上あれば十分なので後に3.3kΩに変更しています。この値を求める計算式や一般的なルールはありません。恐らく1kΩ以上あれば足りると思いますが、最初は安全をみて大きめの値を入れました。

定電流回路は、周囲の条件にかかわらず常に一定の電流を流そうとする性質があるため、２つのJFETに流れるドレイン電流の合計は常に一定です。そして、左側のJFETのゲートにオーディオ信号が入力されると、その信号に応じて左側のJFETのドレイン電流は「増えたり減ったり」するわけですが、同時に右側のJFETのドレイン電流は「減ったり増えたり」という反対の動きをします。これが差動回路の基本的なしくみです。差動回路は以下のような特徴を持っています。

回路設計は、動作条件を表したロードラインを使って行います。下図は2SK170の標準的な特性図上に以下の条件で以下の手順に従ってロードライン（赤線）を引いてみたものです。

  1. 使用デバイス：2SK170（BLランク）
  2. 電源電圧：+12V（但し、バイアス分のロスは0.3V程度なので無視する）
  3. ドレイン負荷抵抗：2.7kΩ（以下に述べるロードラインを使って決める）
  4. ロードラインの始点（図上右下）：12V（＝電源電圧と同じ）
  5. ロードラインの終点（図上左上）：4.44mA＝12V÷2.7kΩ
  6. 設定したドレイン電流（青線）：2.1mA（以下に述べるロードラインを使って決める）
  7. 動作時のドレイン電圧（緑線））：6.33V＝12V−（2.1mA×2.7kΩ）
  8. 図から読み取れるバイアス電圧：-0.29V（ばらつきがあるので実際は一定ではない）
少しでも利得を稼ぎたいので、gmが大きい2SK170を採用しました。最終的には、ドレイン電流は2mAくらい、ドレイン負荷抵抗は2.7kΩとなりました。電源電圧が低いバージョンでは、2.2kΩあるいは2.4kΩです。

ポイントは、許容される動作領域の中で電流を欲張らないことと、動作基点を電源電圧の1/2よりもやや高めにすることにあります。直線性はロードラインの右下端も左上端もともに悪化しますが、左上端の方が悪化が顕著であることがひとつ、もうひとつは差動回路の片側だけから信号を入力するような使い方の場合、出力信号を利得で割った大きさの信号分だけ電源利用効率が目減りするからです。

Vb＝12V、Rd＝2.7kΩのロードライン

この差動回路のゲートにオーディオ信号が入力されると、バイアスは-0.29Vを中心にしてオーディオ信号の大きさだけ増減します。そうすると2SK170のドレイン電流も増減してドレイン電圧はロードライン上を行ったり来たりします。たとえば、-0.2Vから-0.4Vまで変化するとドレイン電圧は2.1Vくらいから10.3Vくらいまで変化するのがロードラインからわかると思います。すなわち、0.2Vの変化入力で10.3V−2.1V＝8.2Vの変化が得られたわけですから41倍（＝8.2V÷0.2V）の増幅をしたことになります。

この特性図上の線の上下の間隔のことを順方向伝達アドミタンス（俗にgm）といいます。この間隔が開いているほどより少ないバイアスの変化で大きなドレイン電流の変化を生じさせることができ、同じ負荷を与えた時の利得は大きくなります。gm値は、ドレイン電流の大きさで変化し（下図）、ドレイン〜ソース間電圧が高いほど徐々に大きな値となります。そしてこの値はIdssのランクにはあまり依存しません。

ドレイン電流の変化は２つのドレイン負荷抵抗（Rd1、Rd2）それぞれの両端で電圧の変化として生じます。本回路では右側のRd2に生じた電圧の変化のみを取り出して、後続のダイヤモンド・バッファに送ります。ちなみに、ここでのおおよその利得はJFETのgm値とRd2の積で表されます。2SK170をドレイン電流＝2mAで使った場合のgmは約20ミリ・シーメンスですので、Rd1＝2.7kΩだとすると利得は単純計算で20×2.7＝54倍になります。

ここでドレイン電流値を変えた時の利得の違いについて検討しておきましょう。gmのグラフから、ドレイン電流が1mAの時が14くらい、2mAの時が20、3mAで28、4mAで32です。ドレイン電流に応じたドレイン負荷抵抗はそれぞれ5.4kΩ、2.7kΩ、1.8kΩ、1.35kΩです。これをもとに単純計算利得を比較してみます。

ドレイン電流を2倍にするとドレイン負荷抵抗は1/2になりますが、gmは2倍にはなりませんから利得が欲しい時はドレイン電流は少なめの方が有利になります。

なお、先のロードラインで求めた利得は直線性の悪い領域でのカーブにひっかかっていたためこれよりも小さな値（41倍）となっています。プリアンプでポピュラーな2SK30Aはgmが低い（1.5〜2くらい）ので、Rd1＝2.7kΩですと1.5〜2×2.7＝4.0〜5.4倍にしかなりません。なお、実際の利得はこの計算で得た値の1/2になりますので注意してください。差動回路が計算どおりの利得になるのは、出力を２つのドレイン間から取り出した場合であって、片側だけから取り出した場合はみかけ上半分の利得になるからです。

また、この回路では２つのJFETのバイアス特性のばらつきを吸収・修正する働きがありませんので、売っているJFETを買ってきて無作為に実装すると（同一ランクであっても）両JFETのドレイン電流にかなりの偏りが生じます。従って、本機の製作で使用するJFETは精密に測定・選別したものを使う必要があります。その労さえ惜しまなければ、回路を複雑化することなく安定したアンプに仕上ることが可能です。本機のシンプルさはそういった割り切りの上に成り立っています。なお、選別は専用の測定器具が必要であることと、50〜100個購入してもそこから良く揃ったペアが必要数の４個が得られる保証はありません。当サイトでは選別済みのペアを頒布することにしていますのでご利用ください。（部品頒布ページ）

通常の差動回路では、入力側（左側）のドレイン負荷抵抗は省略されます・・・上図（Ａ）。本機の基本回路を見ていきなり「入力側のドレイン負荷抵抗はいらない」とおっしゃる方が非常に多いです。そう言いたくなる気持ちもわからないでもないですが、回路図を見て変だと思ったら『何故、ついているのだろう』くらい考えてみるといろいろなことが見えてきて面白いのではないか思います。特に2SK170はドレイン〜ソース間電圧の依存性が高いので片方のドレイン抵抗がないとなにかと不都合が生じることがわかるでしょう。しかし、左側のJFETに負荷抵抗をつけると、ドレイン側に信号が現われてしまうため、その信号が入力信号との間で影響し合って高域特性が劣化します。この効果を嫌ってより徹底した回路が上図（Ｂ）です。しかし、本機の場合はこれも不都合があります。

オーディオアンプの初段の差動回路が扱う信号レベルはあまり大きくないのが普通で、2段目が大きな振幅を出力します。しかし、本回路は、初段で一気に増幅して電源電圧を目いっぱい使う大きな信号を出力します。そのため電源利用効率が低い回路は採用できないのです。もう一つの理由は、左側のドレイン負荷抵抗を省略すると、バイアス特性が揃ったペアを選別しても差動バランスが取れなくなるからです。

初段周りについてもう少し説明しておきます。入力部分の470kΩは、左側の2SK170のゲートに確実にアース電位（0V）を与えるために入れてあります。これがない場合は、ボリュームを繋がないと回路が正常に動作しません。平ラグで組んだ場合、この470kΩがついていないとボリュームまで配線しないとテストができません。それでは不便なのであえてつけてあります。

本当は、ここにDCを遮断するための0.47μFくらいのフィルム・コンデンサを入れておきたいところですが、平ラグパターンをどうやり繰りしても追加する場所が作れませんでした。DC漏れがあるソース機材につないだ時の防備は甘いです。

■定電流回路

差動回路で使用する定電流回路にはいくつかのヴァリエーションが考えられます。最もシンプルな定電流回路は、定電流ダイオードを使用する方法です。定電流ダイオードの中味はJFETと同じものがはいっており、内部的にJFETのゲートとソースをつないだ構造になっています。そこで、低雑音性能が優れたJFETを使って同等かそれ以上の性能の定電流回路を作ることができます・・・下図（Ａ）。本機では差動回路の2SK170に１本あたり2mA程度のドレイン電流を流していますので、定電流回路はその２倍の4mAのものが必要です。2SK30AのGRランクのものから選別することで3.9mA〜4.5mAくらいのIdssを持った2SK30Aを得ることができます。JFETを使った定電流回路の注意点としては、4Vあるいはそれよりも深いマイナス電源が必要であるということです。2SK30Aは3V以上の動作電圧を与えてやらないと充分な定電流特性が得られないからです。

上図（Ｂ）は、トランジスタを２個使った定電流回路です。この回路はエミッタ接地増幅回路とエミッタ・フォロワを組み合わせて強帰還をかけた構造になっています。得られる定電流特性は左下側のトランジスタのベース〜エミッタ間電圧とそこに入れられた抵抗REによって決定されます。たとえば、ベース〜エミッタ間電圧が0.64VでRE値が160Ωであれば、得られる定電流特性は0.64V÷160Ω＝4mAです。この回路の特徴は、（Ａ）の回路に比べてはるかに低い電圧で動作するということです。この回路を使った場合のマイナス電源は、-1Vもあれば充分に動作します。

定電流回路についてもう少し詳しくみてみましょう。下図は2SK30Aのドレイン電流〜ドレイン・ソース間電圧特性データです。ゲートをソースにつないだ時の特性は、図中のVG-S＝0Vの線にあたります。ドレイン〜ソース間電圧が3.2V以上の領域（赤丸）では特性がほぼ水平になっていますが、これが定電流動作領域です。ゲートをソースにつないだ2SK30Aは、動作電圧＞3V以上の領域では定電流ダイオードになるのです。ゲートをソースにつないだ時、すなわちバイアス＝0Vの時の電流特性のことをIdssといいます。2SK30AのIdssは0.3mA〜6.5mAの幅広いばらつきがあり、これらをランク分けして表記されています。4mAくらいのIdssが欲しい場合はGRランク（2.6mA〜6.5mA）の中から実測して選別します。

2SK30A Id-Vds特性


トランジスタを使った定電流回路では、定電流特性は左下側のトランジスタのベース〜エミッタ間電圧とそこに入れられた抵抗REによって決定されるわけですが、ベース〜エミッタ間電圧は下図左のような性質を持っています。周囲温度25℃でベース電流が3μAくらい（赤丸）で0.6Vくらいとなっています。この測定で使用した2SC1815のhFE値は200くらいでしたので、その時のコレクタ電流は0.6mAあたりでしょう。一方でコレクタ電流ベースで実測したのが下図右のデータです。0.6mAの時で0.62Vくらいです。本機の設計では実測データの方を信頼して設計してますが、設計値と実測結果はよく一致しています。

なお、コレクタ電流が２倍になるごとにVbeは0.02Vずつ増加する、と覚えておくといいでしょう。但し、コレクタ電流値が大きくなるにつれて以下に述べる発熱による影響が出るのでVbeの上昇は緩慢になります。

ひとつ考慮しなければならない点は、ベース〜エミッタ間電圧はかなり温度の影響を受けるということです。温度が1℃高くなるごとにVbeは2mV低くなるのです（-2mV／℃）。これは2SC1815のようなバイポーラ・トランジスタ共通にいえる重要な事実で、トランジスタ回路の設計では回路の動作安定を保つために必ず考慮しなければならない基本事項のひとつです。OPアンプではこの特性をすべて計算に入れてブラックボックス化されていますが、ディスクリート回路では設計者自身が考慮しなければなりません。2SC1815をコレクタ電流＝0.6mAで使った場合、25℃の時のVbe＝0.62Vですから、周囲温度が15℃〜35℃の幅で変化したとすると、Vbeは0.6V〜0.64Vの範囲ということになります。±10℃の周囲温度変化に対して、定電流特性に変化は±3.3%というわけです。本機ではこれくらいの変化は許容範囲ですので無視できるといっていいでしょう。

シリコン・トランジスタのVbe値は一般には約0.6Vとされていますが、実際には右下のグラフからもわかるとおり石ごとに個性があり、かつこれまで述べたように諸条件によって一定のルールで変化するわけです。このグラフはIcを揃えて測定していますが、VbeはIcに依存するのではなくIbに依存します。つまり、同じIcで測定してもhFEが大きく違っていたらVbeはかけ離れた値になるってことです。このグラフによると2SC1815のVbeがいちばん高くなっていますが、それは2SC1815のhFEが小さくてIbが一番多いからです。2SC2547のhFEはものすごく大きいのでIbが格段に少ないためこういうことになるのです。ということは、以下の述べるダイヤモンド・バッファ回路などでVbe値を揃えたかったら、hFEを揃えなきゃ駄目ということになるわけです。Vbeこの特徴を正確に掴んでおけば、後述するダイヤモンドバッファ回路で精密なバイアス設計が可能になります。

2SC1815 Vbe特性実測Vbe特性

■ダイヤモンド・バッファ回路

ダイヤモンド・バッファ回路はSEPP回路の変種です。基本回路は下図（Ａ）です。前段のベース〜エミッタ間電圧が後段のバイアスを支配しているので、前段と後段を同じコンプリの組み合わせトランジスタを使うと、前段と後段のコレクタ電流が同じになるという面白い回路です。但し、前段と後段をしっかりと熱結合しておかないと後段が暴走します。

後段により多くのコレクタ電流を流したいので回路定数を変更しています。後段はエミッタ抵抗なしでは動作の安定を欠きますので、（Ｂ）のように抵抗（RE5、RE6）を２つ追加してあります。回路（Ｂ）は一般的なものではなく本サイトのオリジナルだと思ってください。このようにすると、前段のエミッタと後段のベースの間に数十Ωの抵抗（RE3、RE4）が割り込むことになり、不安定になりやすい2段エミッタ・フォロワの安定度を高める効果があります。

終段の２つのエミッタ抵抗（RE5、RE6）は、終段が暴走しないようにするため、負荷が不安定になった時の動作の安定を保証するため、そして終段の無信号時のコレクタ電流値を決定するための３つの目的があります。２つのREの値はヘッドホンの想定負荷インピーダンスを50Ω前後に設定したために、それよりも充分に小さい10Ωとしていますが、8〜16Ω負荷を想定する場合は4.7Ωくらいまで減らした方がいいでしょう。但し、RE5、RE6の値を小さくすると無信号時のコレクタ電流は増加しますので設計の見直しが必要です。バージョン3では、5.6Ωになりました。

終段の２個のトランジスタのコレクタ電流は、両トランジスタのベース間にどれくらいのバイアスが与えられるかで決定されます。たとえば、両ベース間に1.5Vのバイアスが与えたれたとしましょう。そして両トランジスタのベース〜エミッタ間電圧がともに0.6Vだとすると、両エミッタ間に生じる電圧は、1.5V−（0.6V＋0.6V）＝0.3Vになります。両エミッタ間には10Ωが２個直列にはいっていますから、10Ωの抵抗に流れる電流は、0.3V÷（10Ω＋10Ω）＝15mAとなるわけです。

＜実例による解析＞

実際のデータを使ってこのしくみを解析してみましょう。下図は、FET式差動ヘッドホン・アンプ（1Uサイズ、AC100V版）の実測値を記載した回路図です。

「Q5、Q6」の周辺に着目してください。初段差動回路の動作条件によってQ5およびQ6のベース電圧は決定されますが、この電圧は7.8Vです。Q5のベース〜エミッタ間電圧は実測値で0.673V、Q6は0.689Vです。従って、Q5のエミッタ電圧は、7.8V＋0.673V＝8.473V、Q6のエミッタ電圧は、7.8V−0.689V＝7.111Vとなります。電源電圧は13.8Vですから、56Ωおよび1.2kΩの両端にかかる電圧は5.327Vです。単純に5.327Vを1.256kΩで割ってやると4.24mAが得られます。これがQ5のコレクタ電流の概算値です。同様にしてQ6についても計算しみると5.66mAが得られます。現実にはQ7のベース電流が存在するので精密な計算ではこのことも考慮しなければなりませんが、ここでの説明では省略します。56Ωの抵抗に4.24mAおよび5.66mAを流した時の両端電圧は、4.24mA×0.056kΩ＝0.237Vおよび5.66mA×0.056kΩ＝0.317Vです。

ということは、Q7およびQ8のベース間にかかる電圧はこれらすべてを足したもの、すなわち、0.673V＋0.689V＋0.237V＋0.317V＝1.916Vとなります。Q7およびQ8のベース〜エミッタ間電圧はそれぞれ0.647Vと0.628Vですから、1.916Vから0.647Vと0.628Vを引き算することでQ7、Q8の両エミッタ間電圧が求まります。1.916V−（0.647V＋0.627V）＝0.642Vです。あとはこれを２つのエミッタ抵抗（10Ω）値で割ってやれば終段のコレクタ電流が求まります。0.642V÷20Ω＝32.1mAです。回路図中には31mAと記載されていますが、これはさきに省略したQ7およびQ8のベース電流の影響を加味した正確な値です。

もうひとつ、重要なことを書いておきましょう。それは温度変化に対する安定度の問題です。この回路で最も温度が上昇しやすいのはQ7とQ8です。定電流回路のところで、トランジスタのベース〜エミッタ間電圧は温度が1℃高くなるごとに2mV低くなる（-2mV／℃）ということを説明しました。すべての条件が一定のままでQ7とQ8の温度だけが10℃上昇すると、Q7とQ8のベース〜エミッタ間電圧は合わせて、-2mV／℃×10℃×2本＝-40mV変化することになります。そうなると31mAあったコレクタ電流は、40mV÷20Ω＝2mA増加して33mAになります。コレクタ電流が増加すれば温度はさらに上昇してベース〜エミッタ間電圧は低下し、そのためにコレクタ電流は増加する・・・ということが繰り返し起きるようになり、やがて多量のコレクタ電流が流れて暴走するかもしれません。このヘッドホンアンプでは温度上昇はごくわずかであり、暴走を抑制する効果のあるエミッタ抵抗値が10Ωと非常に大きいのでこのようなことは起きませんが、それでもわずかにコレクタ電流の増加がみられます。トランジスタ１個あたりもっと大きな熱を出すパワーアンプでは、設計を誤ると容易に暴走が起きます。

周囲温度全体が変化した場合は、Q7やQ8だけでなくQ5とQ6の温度も同じように変化しますから、互いにきれいに打ち消しあってしまいます。Q7とQ8にもっと多量のコレクタ電流を流すような動作条件の時は、Q7とQ5、Q8とQ6を接着して熱的に同条件にしてしまうことで温度変化における影響を打ち消すことができます。このようなしくみのことを温度補償と呼び、半導体回路の設計では必ず考慮する約束になっています。OPアンプはどれも複雑かつ巧妙な温度補償のメカニズムが組み込まれています。ダイヤモンド・バッファはシンプルであるにもかかわらず回路そのものが温度的に良く出来ているのです。

以上が本回路におけるバイアスのメカニズムの説明です。なお、冒頭で述べたとおり、一般的なダイヤモンド・バッファ回路は本回路でいうRE3やRE4は存在しませんので注意してください。

＜RE3〜RE6がなくても動作する理由＞

さて、ここまでの説明を読むと４個のエミッタ抵抗（RE3〜RE6）が全くない回路だって発表されているではないか、そういう回路は一体どういうことになっているんだろうか、と思われることでしょう。エミッタ抵抗が全く存在しないダイヤモンド・バッファ回路では、以下の式が成り立ちます。

前段トランジスタのVBEの合計値　＝　後段トランジスタのVBEの合計値

勘の良い方であれば「あっ、そうか」と気づいたのではないでしょうか。前段と後段とで同じトランジスタを使うと、VBE特性が同じであるがために前段に流したコレクタ電流と後段の流れるコレクタ電流は等しくなるのです。

但し、個々のトランジスタのVBE特性にはばらつきがあるということと、温度的に結合していない限り、後段の熱暴走は起こりうるということです。トランジスタのVBE特性は「コレクタ電流ではなくベース電流で決まる」性質があるため、hFEが揃っていないとこの回路は成り立ちません。従って、エミッタ抵抗が全く存在しないダイヤモンド・バッファ回路が安定して動作するためには、同一ロット、揃ったhFEのトランジスタで構成すること、温度上昇が起きない程度にコレクタ損失が低いことが求められます。しかし、発振対策を考慮した抵抗がありませんので電子回路としてはやはり不十分ではないかと思います。

トランジスタ回路の設計に慣れていない方は、各部の電圧や電流値がどのようにして「そういう値」が選ばれたのかわからないと思います。そこで、いくつかキーとなるポイントについて説明をしてみることにします。

＜出力段・・・ヘッドホン駆動のメカニズム＞

まず、出力段の動作です。50Ωのインピーダンスのヘッドホンに対して最低でも100mWのパワーを得たいとします。100mW時の信号電圧は、√（0.1W×50Ω）で求まりますので2.34Vということになります。なお、この値は実効値ですので波形のピーク値では交流の片側サイクルとしてみるとその√2倍、すなわち3.16V、交流の±の全サイクル（ピーク〜ピーク値））としてみると2√2倍、すなわち6.32Vとなります。これはゼロを中心として±3.16Vと表現しても意味は同じです。回路動作に全くロスがなく100%の効率で動作した場合、ピーク〜ピーク値で6.32Vを得るには電源電圧は6.32V以上なければなりません。実際にはさまざまなロスが生じるので最低でも9V、余裕をみてできれば10V以上の電源電圧が必要です。

さて、ピーク〜ピーク値で±3.16Vの信号を出力するということは、ヘッドホンにはピーク時に、±3.16V÷50Ω＝±63mAの信号電流が流れていることになります。出力段は±63mAの信号電流をヘッドホンに供給できなければなりません。その信号電流は終段の２個のトランジスタが供給するのであり、その電流はこれらのトランジスタの中を流れるということでもあります。また、２個のエミッタ抵抗（10Ω）にも流れるわけです。ちなみに、10Ωの抵抗に63mAが流れると0.63Vの電圧が生じますが、これはそのままロスとして考えなければなりません。

これらの動作の様子を絵にすると下図のようになります。回路中の定数や電流値が若干異なりますがご容赦ください。この図で、50Ω負荷に60mAを供給している時の様子を表しています。この時、元々5Vであった出力端電圧は8Vに上昇しています。すなわち、3Vの出力が得られているわけです。上側トランジスタのコレクタ〜エミッタ間電圧は2Vありますので飽和までまだ余裕があります。しかし、ベース電圧はすでに9.2Vまで上がっており、前段との関係でこれ以上高くなることは困難です。

終段によるヘッドホン駆動のメカニズムは以下のとおりです。まず、入力信号がない状態ではQ7とQ8の両方に31mAの一定の電流が流れています。ヘッドホンアンプにオーディオ信号が入力されて、ヘッドホンを鳴らしている時には、当然ですがヘッドホンには信号電流が流れています。今、ある瞬間にヘッドホンに10mAの信号電流が流れているとしましょう。この10mAは一体どこから来るのでしょうか。Q7でしょうか、Q8でしょうか、それともQ7とQ8の両方？

その答えは「Q7とQ8の両方」です。その秘密は常時流れている31mAにあります。この瞬間には、Q7に流れる電流は36mA、Q8に流れる電流は26mAなのです。Q7もQ8も元々は31mAが流れていましたから、Q7では5mA増加しており、Q8では5mA減っています。この差がヘッドホン側に流れ出しています。オーディオ信号は±の交流ですから、マイナス側のサイクルではQ7、Q8における電流の増減は逆になります。このように、Q7とQ8が負荷を駆動する信号電流を分け合って流す方式をSEPP（シングル・エンデット・プッシュプル）と呼びます。半導体式パワーアンプのほとんどはこのSEPPという動作をしており、きわめてベーシックな回路方式だといえます。

これらの動作の様子を絵にすると下図のようになります。またまた回路中の定数や電流値が若干異なりますがご容赦ください。±3Vの振幅の信号を50Ω負荷に供給している時のピーク時の瞬間の様子を表しています。

では、ヘッドホンに送り込む信号電流が62mAだったらどうなるでしょうか。さきの方法でいくと、Q7では31mA増加させ、Q8では31mA減らせばいいわけですから、Q7＝62mA、Q8＝0mAとなります。では、80mAだったらどうでしょう。Q7では40mA増加させでQ7＝71mAとなりますが、Q8を40mA減らそうとしても元が31mAですから無理な相談です。このような領域ではQ7＝80mA、Q8＝0mAとなるのです。62mA以下の領域ではQ7とQ8が互いに同じ大きさの電流を増減させていますが、このような動作を「A級」と呼びます。62mAより大きな電流の領域ではQ7かQ8どちらか一方のトランジスタは0mAとなって何もしなくなってしまいますが、このような動作を「B級」と呼びます。上の回路図の例では、50Ωあるいはそれ以上のインピーダンスの負荷である限り常にA級動作となるような設計になっています。

32Ωのヘッドホンを負荷にした場合は、かなり大きな音になってもA級動作ですが、最大出力近くになった時に負荷に供給すべき最大電流は62mAを超えますのでB級動作の切り替わります。なお、ヘッドホンアンプは扱うパワーが小さいので動作のA級としてもアンプが熱を持つようなことがありません。大出力のパワーアンプではA級動作にすると無信号時でも常時ストーブのような熱を出ることになりますが、B級であれば熱が出るのはパワーを出した時だけにすることができます。

A級動作とB級動作とでは、２つのエミッタ抵抗（10Ω）の負荷との関わり方が変化します。A級では負荷に流れる信号電流は半分ずつ両方の抵抗に流れますが、B級ではすべての信号電流が１個の抵抗に流れます。この様子をヘッドホン側からみると、A級の場合はアンプの出力と直列に5Ωの抵抗が存在し、B級では10Ωの抵抗があるように見えます。本アンプでは、SONYのMDR-CD900STのような60Ωクラスのモニターヘッドホンを意識して設計しましたのでこのような抵抗値が設定されています。もし、16Ω以下の低いインピーダンスを主とした設計にするならば、電源電圧はもっと低くても良いかわりに、負荷に大電流を送り込めるような回路定数にする方がより最適化されます。終段のエミッタ抵抗値は10Ωではなく4.7Ωあるいはそれ以下が望ましいですし、アイドリング電流も31mAではなく100mAくらい流しておかないと大音量までA級動作領域を確保できません。

＜前段と出力段（終段）との関係＞

Q7には2SC3421、Q8には2SA1358、ともにYクラスを使っていますが、このトランジスタのYクラスのhFE（直流電流増幅率・・・ベース電流とコレクタ電流の比）は実測で130〜220くらいにばらついており、頒布している個体は160以上に限定しています。ここではhFE＝160で説明することにします。

Q7およびQ8のコレクタ電流＝31mAの時、ベース電流は、31mA÷160＝0.194mAです。そして50Ω負荷で100mWを出した時のコレクタ電流の最大値は31mA＋（63mA÷2）＝62.5mAですので、この時のベース電流は、62.5mA÷160＝0.39mAに増加します。この電流は前段のエミッタ抵抗（1.2kΩ）に流れる電流から分けてもらうことになります。この動作を無理なく行うためには、前段の1.2kΩには0.39mAよりも充分に大きな電流を流しておかなければなりません。上記の回路の設計で4.2mA〜5.8mAを流すようにしてあるのはそのためです。

＜出力インピーダンス＞

SEPP回路としてのエミッタ・フォロワの出力インピーダンスは、以下の式で求めることができます。

出力インピーダンス＝（信号源インピーダンス÷hFE）＋（26÷コレクタ電流）＋エミッタ抵抗
（A級動作領域では上記の1/2）
ダイアモンド・バッファの場合は、前段もエミッタ・フォロワですから信号源インピーダンスは非常に低く、56Ω＋数Ω程度ですから60Ωとしておきます。hFEが160、コレクタ電流が31mAとすると以下のようになります。
｛（60Ω÷160）＋（26÷31）＋10Ω｝÷2＝5.6Ω
この値は負帰還なしの時ですから、アンプとして仕上がった状態では1Ω以下になるはずです。

＜入力インピーダンス＞

ダイアモンド・バッファの入力インピーダンスは、以下の式で概算できます。

入力インピーダンス＝前段のエミッタ抵抗値÷2×前段のhFE＝1.2kΩ÷2×240＝144kΩ
実際には、エミッタ抵抗と並列に後段の入力インピーダンスが入るので144kΩよりも低くなります。ヘッドホンのインピーダンスが16Ω〜100Ωだとすると、これにエミッタ抵抗の1/2を足して、26÷コレクタ電流÷2も足したものにhFEを掛けたものが後段の入力インピーダンスになります。3.3〜8.8kΩになるでしょうか。これを計算に入れると、ダイアモンド・バッファの入力インピーダンスは120kΩ前後になります。

■利得と負帰還

＜裸利得の概算＞

差動回路の利得は、ロードラインから求めた41倍が実体に近いので、これを基礎数字とします。出力を右側だけから取り出すので、半分の20.5倍になります。ダイヤモンドバッファの入力インピーダンスは、100〜130kΩなので、ここでのロスはほとんど無視できますが一応計算に入れておきます。

41×1/2×2.7/（2.7＋100〜130）＝20倍
ダイヤモンド・バッファは、前後2つに分けて考えます。前段は、エミッタ側にわずかですが56Ωと1.2kΩによる0.95倍程度の減衰があります。後段は、出力インピーダンスとヘッドホン負荷による減衰があります。負帰還抵抗（180Ω＋VR）も負荷になるのでこれも計算に加えておきます。180Ω＋70Ω＝250Ωとしておきましょう。ヘッドホンのインピーダンスが50Ωだとすると、負荷インピーダンスは42Ωになります。出力インピーダンスは5.6Ωでしたから、ここでの減衰は0.88倍くらいになります。ダイヤモンド・バッファ全体では0.83倍くらいでしょうか。

ヘッドホン・アンプ全体の利得は、20倍×0.83倍＝16.6倍です。

＜負帰還利得＞

負帰還回路は、下図の赤枠で囲んだ部分です。出力信号は、180Ωと100Ωの半固定抵抗によって減衰されて差動回路の右側ゲートに入力されます。そこでアンプの入力信号と出力信号が比較されて修正が行われます。負帰還後の利得は、無帰還利得とここでの減衰比の2つで決まります。半固定抵抗の値＝70Ωとします。最も計算がしやすい方法は以下の通りです。

無帰還利得＝16.6＝A、
減衰比の逆数＝（180Ω/70Ω）＋1＝B、とすると、
負帰還後の利得＝（A×B）/（A＋B）2.94倍

負帰還量は、16.6/2.94＝5.6＝15dBです。半導体アンプとしては異例と言えるほど少ない負帰還量ですが、これで0.01%の低歪を得ているのですから、回路自体の素性の良さがわかります。

＜位相補正不要＞

負帰還アンプの多くは、動作の安定を確保するために高域の位相管理と調整を行いますが、本機はそれが不要です。単段アンプであるため、増幅帯域での位相回転は最大で90°止まりであるため本質的に発振リスクはゼロです。

この回路はちょっと面白い自己帰還の仕組みを持っています右図は、2SK170の帰還容量（ドレイン〜ゲート間）のデータです。このヘッドホン・アンプの動作では8pFくらいです。負帰還は、ダイヤモンド・バッファを挟んでドレイン〜ゲート間の180Ωによってかかっていますということは、180Ωと8pFは並列になっているのと同じとみなせます。浮遊容量を入れて9pFとして計算すると88.3MHzになります。非常に高い周波数ですがこんなところで地味に位相補正が働いています。

ダイヤモンド・バッファは非常に広帯域（20MHz以上）で、高域時定数は増幅帯域（数十kHz）のはるか外側ですから互いに影響しあうことはありません。加えてそもそも負帰還量が少ないですから発振するための条件が揃いません。

＜出力コンデンサ容量＞

OPアンプなどを使って容易に出力コンデンサをなくせる時代に、出力コンデンサありのヘッドホン・アンプとはどういうことなんでしょうか。特にピュア・オーディオの世界では、オーディオ信号の経路にコンデンサが存在することを嫌う傾向があります。しかし、安全で信頼性の高いオーディオ機材を実現するためにはコンデンサの使用は避けて通れません。

アルミ電解コンデンサの使用については、私なりに一つの答えがあります。それは、オーディオ信号の通り道にあるコンデンサについては、計算上十分なはずの5倍〜10倍の容量を入れよ、ということです。このヘッドホン・アンプの出力コンデンサは、当初は470μFでした。インピーダンスが63Ωのモニターヘッドホンを想定していましたから、十分なはずでした。完成直後はその音の良さに満足していたのですが、やがて不満を感じるようになりました。Self先生の文献に、アルミ電解コンデンサは時定数付近で特性が劣化する、というのを読んで470μFを1000μFに増やしてみたところ明らかに改善がありました。現在は、2200μFに落ち着いています。

■電源

電源回路は、AC100V版のそれは不必要に凝りすぎているので、必要十分なバージョン3を使って説明します（右図）。

電源ソースは、残留リプルが十分に除去されて50mV以下になっていれば、電源トランスを使って整流してもACアダプタでもどちらでも構いません。そんなことで音が変わるようなことはありません。バージョン3では、どこでも容易に入手できる（秋月電子で600〜800円）スイッチング電源式のACアダプタです。容量は、DC15V、0.5〜1.2Aです。

このヘッドホン・アンプは、プラス側9〜14Vとマイナス側2〜3Vという奇妙な電源構成です。そして、この電源回路もとても不思議な仕組みで動いています。それは1つのACアダプタから変則的なプラス・マイナス電源を得るための工夫でもあります。

スイッチングアダプタは、かなり広帯域にわたってノイズを出すので、これを除去するために1mHのインダクタをつけています。回路図では、入れる場所がマイナス側で謎のスイッチがついていますが、スイッチ付きのDCジャックの空き端子を流用したからで、スイッチに意味はありません。プラス側でもマイナス側でも、どちらでもいいので電源との間に入れてください。

最初にある2200μFは、1mHとセットで電源の残留リプルおよび残留ノイズを除去するために入れました。次にくるプラス電源側の2つの抵抗は、適度な明るさでLEDを点灯するための他に、電源OFFの時に適切なタイミングで電源のコンデンサに溜まった電荷を放出する役割があります。使用した黄緑色の動作電流は約4mAで、その時の順電圧は約1.8Vです。

この電源回路は、3つのダイオードの順電圧を使った疑似プラス・マイナス電源です。容量1Aくらいのシリコン・ダイオードに70〜90mAを流すと0.8Vくらいの順電圧が生じます。3つ合わせると安定した2.3〜2.4Vが得られるので、これをマイナス電源に使っているわけです。

プラス電源側は、27Ωと4700μFで左右をアイソレートしています。4700μFにはヘッドホンを駆動する信号電流がたっぷり流れますから、左右を分けてやります。電源に抵抗（27Ω）を入れたらレギュレーションが悪くなるのでは？と心配する人もいるようですが、それは杞憂です。SEPP回路はそもそも電源電圧の変動の影響を受けない性質があり、そのことはOPアンプが証明しています。このヘッドホン・アンプは、ほとんどA級動作に終始するので消費電流は一定で変化しません。ですから電源電圧は変化しません。

マイナス電源側は、電圧変動に非常にに強い定電流回路である上に、ダイオードによる定電圧電源があり、電源側にオーディオ信号が流れることはありません。マイナス電源は左右チャネルを共用しても問題ありません。AC100V版のマイナス電源は過剰投資です。AC100V版の記事中の「いろいろなヒント」の（6）に推奨回路があります。

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